摘要：介紹了電流模式開關電源的原理和特點。針對電流模式下會引起振蕩的現象，分析了系統不穩定的原因，論述了占空比、電感平均電流與系統不穩定之間的關系。并論述了通過斜率補償解決系統振蕩的基本原理。設計了一款基于max16834驅動芯片的高邊降壓型電路，給出了斜率補償設計實例。實驗結果表明，斜率補償增強了系統的抗干擾性并提高了系統的穩定性。關健詞：開關電源；電流模式；斜率補償；驅動電路0引言與電壓模式相比電流模式拓撲有兩個反饋環。一個是檢測輸出電壓的電壓外環，一個是檢測開關管電流且具有逐周期限流功能的電流內環。它具有動態響應快，增益帶寬大，輸出電感小等優點。但電流模式仍存在問題，電流內環只檢測電感峰值電流，不能保證電感平均電流恒定。當輸入電壓變化引起電感輸出平均電流變化時，負載電壓跟隨變化，出現振蕩。同時當占空比大于0．5時，電感電流初始擾動會隨著開關周期累積，雖最終衰減但形成振蕩。針對電流模式的振蕩問題，論述了斜率補償原理，通過斜率補償改善不穩定現象。以max16834為控制芯片，設計了高邊降壓電路并給出斜率補償計算方法。1電流模式原理由圖1可以看出，電流模式含有兩個反饋環，包括由接收輸出電壓采樣信號的誤差放大器構成的電壓外環和由接收初級峰值電流采樣信號的pWM比較器構成的電流內環。導通時間由誤差放大器的輸出電壓Vea與電流采樣電阻Ri上的鋸齒形電壓經pWM比較器比較確定。

內部晶振出現時鐘信號，每次出現時鐘脈沖觸發器就置位使開關管導通。pWM比較器輸出為高時，觸發器復位，輸出低電平開關管關斷。即pWM比較器輸出由低變高的時刻就是導通結束的時刻。pWM比較器將峰值采樣電阻Ri上的鋸齒形電壓Vi和誤差放大器EA的輸出比較。當Vi與Vea相等時，pWM比較器輸出由低變高，使觸發器復位，觸發器輸出低電平，開關管關斷?？刂齐娐分貜蜕鲜鲞^程，出現一定的占空比，經過電壓與電流的雙環控制得到穩定的輸出Vo。2電流模式出現振蕩的原因2．1輸入電壓變化引起振蕩從電流模式的控制原理可知直流負載電流是電感電流的平均值。而電流采樣電阻Ri只能檢測開關管電流的峰值相當于恒定了電感電流的峰值，不能保證電感電流的平均值恒定。電感平均電流變化會引起輸出電壓Vo變化，由圖1可知Vo變化引起Vea變化。而Vi不變，Vea與Vi經過pWM比較器導致輸出Vo再次變化，這樣反復的調整造成輸出電壓的振蕩。Vo變化由電感平均電流變化引起，電感平均電流可如下簡單推算：[page]式中：Iav1
2．2擾動累積形成振蕩電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制pWM脈沖寬度，而是通過控制峰值輸出端的電感電流大小，間接控制pWM脈沖寬度。如圖3所示。

圖3中：Ip為設定的電感電流峰值；△i0為電感上的擾動電流；m1，m2為電感電流上升和下降頻率。圖3中電流模式的結構決定了其應用時存在電流內環在占空比大于50％時的不穩定現象。由圖3可以得到式(2)：由式(3)知，占空比小于50％，即m2／m1<1，則擾動經過幾個周期后會自動消除。占空比大于50％，即m2／m1>1，則每經過一個周期，擾動就會變得更大，當擾動新增到影響系統時，雙環開始調整形成振蕩。[page]3斜率補償原理根據式(1)和式(3)可知，輸出出現振蕩都和開關管導通時間有關。因此斜率補償原理就是在電流模式的控制量上疊加一個斜率信號，使得輸出電感的平均電流與開關管的導通時間無關。3．1下斜坡補償下斜率補償是將一個負斜率電壓疊加到如圖1所示EA誤差放大器的輸出端。使得每個周期干擾信號都有衰減。原理如圖4所示。

令Vea為EA誤差放大器輸出電壓；Vi：采樣電阻峰值電壓；m1，m2為采樣電阻電壓上升斜率和下降斜率；加入負斜率m后，誤差放大器輸出：可知，只要保證m2／2·Ri=m就可保證電感平均電流與導通時間無關。3．2上斜坡補償相關于下斜率補償，上斜率補償是在電流采樣信號Vi上疊加一個正斜率電壓。且電路更容易實現。同樣也可以達到減少振蕩的目的。假設Vi上疊加的電壓斜率為dV／dt，則有：可知，假如dV／dt=m2／2，就能達到斜率補償的目的。[page]4斜率補償實現及實驗結果因為上斜率補償電路更簡單，實現更容易，常采用上斜坡補償。有電阻式補償和電容式補償方式。電阻式補償是在電流采樣腳疊加一個幅值分壓后的振蕩波形，但由于電阻會從按時電容上吸收電流影響頻率，一般會接一個射級跟隨器。電容式補償是在芯片振蕩器和電流采樣腳間直接加一個電容，相當于給電流采樣腳加了一個自舉信號。實驗波形如圖5所示。

設計一款基于max16834驅動芯片的高邊降壓型電路。該電路采用電容式補償。先計算反饋電壓(電感電流)下降斜率：一般按照工程相關經驗，Vslope取計算值的0．7～0．8之間。5結論利用斜率補償的方法，能夠改善電流控制模式開關電源在上述情況下的振蕩問題，增強了電源的抗干擾性。