0引言

隨著社會的發(fā)展，能源、環(huán)保與發(fā)展的矛盾日益突出，鋰離子電池的發(fā)展能有效的改善這一問題。鋰離子電池由于工作電壓高、體積小、質量輕、無記憶效應、無污染、自放電小、循環(huán)壽命長等特點，廣泛應用于電動汽車汽車能源系統(tǒng)、特種航天電源系統(tǒng)、太陽能光伏電源系統(tǒng)，移動通信系統(tǒng)以及移動終端設備中。雙向DC/DC變換器是對鋰離子電池充放電進行管理的重要部分，其工作性能直接影響到鋰離子電池的使用效率和壽命。

目前，雙向DC/DC變換器的拓撲結構重要有2種型式：非隔離型變換器和隔離型變換器。非隔離Buckboost變換器效率高、結構簡單，但沒有隔離能力，不能應用于輸入輸出電壓壓差較大的場合。隔離式變換器有雙向推挽結構、雙向半橋結構和雙向全橋結構。

其中，推挽結構效率較半橋雙向DC/DC結構高，高壓側輸入電壓大的時，開關管承受電壓應力大，且變壓器繞線復雜;半橋結構變壓器沒有中心抽頭，設計簡單，低壓側電壓較低時，由于電容分壓，造成在升壓變換過程中升壓能力不足;全橋結構效率最高，可以實現(xiàn)軟開關控制，但控制電路復雜，成本較高。本文提出一種基于采用數(shù)字控制的雙向DC/DC變換器，采用兩級變換結構，一級采用固定脈沖驅動;另一級采用雙閉環(huán)控制，可以有效的在3V鋰離子電池電壓與400V電源電壓之間進行變換。

1雙向DC/DC主電路結構和工作原理

本文采用兩級雙向DC/DC變換器結構，如圖1所示。第一級采用隔離式半橋變換結構，利用變壓器對高壓側與低壓側進行隔離，開關管V1,V1,V3,V4采用固定脈沖控制，實現(xiàn)從400V母線電壓和20V中間電壓進行變換，第二級采用非隔離式Buckboost變換器構成，開關管V5,V6采用閉環(huán)閉環(huán)控制，實現(xiàn)20V中間電壓和3V鋰離子電池電壓之間進行二次變換。

1.1降壓工作模式

母線側輸入電壓400V,經(jīng)C1和C2分壓，上下橋臂輸入電壓為200V。控制器將固定脈沖送至TG1和TG2,使開關管V1,V2工作在開關狀態(tài)。由V3,V4體內二極管與D3、D4構成全波整流電路，經(jīng)C0濾波，使電壓從400V降至20V;閉環(huán)控制器輸出pWM信號，送至開關管V5,使V5,D6,L1,C11構成Buck降壓變換器，將電壓從20V降至3V。調節(jié)輸入開關管V5的驅動波形占空比，可以調節(jié)輸出電壓。降壓變換時輸入電壓與輸出電壓關系式：

式中：N1變壓器高壓側匝數(shù);N2變壓器低壓側匝數(shù)，V400高壓側輸入電壓;D1開關管V5的輸入脈沖占空比。

圖1兩級雙向DC/DC主電路圖

1.2升壓工作模式

電池側輸入3V電壓，經(jīng)C11濾波后，送至由V6,D5,L1,C0構成boost升壓變換器，由boost變換器將電壓從3V升至20V,調節(jié)送到V6的脈沖占空比，可以實現(xiàn)調節(jié)輸出電壓;由第一級變換器升壓至20V的電壓經(jīng)C3,C4分壓，送至半橋變換器，給固定脈沖至TG3和TG4,使開關管V3,V4工作在開關狀態(tài)，經(jīng)變壓器升壓至200V,由V1、V2的體內二極管與D1、D2以及C1,C2構成全波倍壓整流電路，將輸出電壓穩(wěn)定在400V。

升壓變換時輸入電壓與輸出電壓關系式：

式中：N1變壓器高壓側匝數(shù);N2變壓器低壓側匝數(shù);Vbattery電池電壓;D2開關管V6的輸入脈沖占空比。

2數(shù)字控制系統(tǒng)設計

隨著電池性能的提高，對化成電源提出了更高的要求。要求化成電源不僅具有高精度，高可靠性，還要具有體積小、安全性高、組網(wǎng)能力強，以及充放電響應速度快，過程無沖擊，以延長電池的使用壽命，傳統(tǒng)的模擬化成電源已經(jīng)無法滿足這些新要求。并且，由于鋰離子電池生產(chǎn)工藝限制，通常將小容量鋰離子電池并聯(lián)使用，這就要求在大型化成設備中多個雙向DC/DC變換器并聯(lián)使用，實現(xiàn)量鋰離子電池的化成。為了完成對多點鋰離子電池的管理與監(jiān)控，本設計的雙向DC/DC變換器以dspIC30F2010為核心控制器件。dspIC30F2010是一款只有28個引腳的高性能16位微處理器。它采用哈佛架構，有1個16位CpU和1個DSp內核。

dspIC30F2010的外設資源有6個pWM輸出通道;3個16位按時器/計數(shù)器，可選擇將16位按時器配對組成32位按時器模塊;4路16位捕捉輸入功能，2路16位比較/pWM輸出;1個帶FIFO緩沖區(qū)的可尋址UART模塊;6路10位模數(shù)轉換器(A/D),500KS/s(關于10位A/D)轉換速率。該芯片在本設計完成對各個開關管的控制、鋰離子電池電流、電壓，溫度測量、設備工況顯示，上位機通信等功能，結構如圖2所示。

圖2硬件結構圖

為了保證兩級變換器輸出電壓和電流的穩(wěn)定，本設計采用平均電流控制。平均電流控制的原理如圖3所示。該控制方式采用電壓外環(huán)控制和電流內環(huán)控制，Ur為給定基準信號，Uback是非隔離Buckboost變換器的輸出電壓，Ur與Uback經(jīng)誤差器后輸出至比例積分器得到電流環(huán)的基準信號Ir;通過電流取樣電阻得到非隔離Buckboost變換器的電感電流Iback,經(jīng)比例器得到Iof。通過運算器和比例積分器后得到誤差電壓Ue,誤差電壓Ue與三角波Tr1比較得到pWM波，控制開關管V5,V6的導通或截止。

圖3平均電流控制圖

在軟件設計時，設置pWMCON1寄存器的pMOD位置1,使dspIC30F2010的pWM為獨立工作模式;設置pTMR寄存器得到基準時基，配置周期寄存器pTpER的值，得到要頻率的三角波，將AD采樣結果送至pDC,進行占空比設置。

3仿真實驗及結果分析

利用Matlab中SIMULINK模塊進行本設計仿真驗證，其中，第一級半橋結構采用開環(huán)控制方式，在第2級非隔離Buckboost中采用外電壓環(huán)和內電流環(huán)控制。如圖4所示。

圖4整體仿真電路圖

在半橋變換器結構中，為了防止上下橋臂同時導通，要設置一定的死區(qū)時間，讓上下橋臂交替導通，開關頻率f=50kHz,上下橋臂的占空比各為0.3,輸入電壓為400V,在紋波電流為10%,紋波電壓為1%的條件下，計算輸出濾波電感為L1=25H,輸出濾波電容為C11=612.5F,負載電阻R5=0.15,變壓器變比為Ns/Np=20。

圖5給出了降壓時變壓器原邊副邊電壓波形和電池充電電壓與電流波形，如圖5(a)所示，在輸入電壓為400V的情況下，由于原邊電容分壓使原邊繞組上電壓幅值為200V,副邊繞組電壓為10V,圖5(b)為輸出電壓和電流波形，在開始啟動后經(jīng)過一個上升期，充電電壓穩(wěn)定在3V,充電電流穩(wěn)定與20A。

圖5降壓仿真結果波形圖

圖6給出了升壓時電池側放電電流與電壓波形，母線側電流與電壓波形，如圖6(a)電池放電電壓電流波形圖，電池放電電壓為3V,輸出電流經(jīng)過一個周期后穩(wěn)定在20A;圖6(b)為放電時母線側電壓和電流波形，輸出電壓經(jīng)過一個周期后400V,電流恒定在0.05A。

圖6升壓仿真結果波形圖

4結語

本文提出兩級雙向DC/DC拓撲結構，此拓撲的電路結構簡單，由雙向半橋變換器和雙向Buckboost變換器進行組合，改善了單級半橋式雙向變換器在電壓輸入較低時變換性能差的缺點，通過對該變換器在低壓側為3V時進行升壓仿真和高壓側在400V時進行降壓仿真，分析結果表明，該雙向DC/DC拓撲結構能實現(xiàn)大輸入與輸出電壓壓差的變換。